quarta-feira, 15 de janeiro de 2020

A transmissão AM não morreu... na verdade ela nunca existiu...

Ao longo dos anos, os radioamadores tem se utilizado de várias modalidades de transmissão. No passado, as regras e regulamentos permitiam o uso de certos tipos de modulação, especificamente em certas frequências. Infelizmente, porém, tais regras tornaram pouco claros os fatos atuais relacionados à modulação. Um bom uso do espectro requer uma cuidadosa seleção das modalidades de transmissão e, para tal, precisamos entender suas características.

A mais simples das modalidades é AM; quando a radiotelefonia foi inventada, ela empregava modulação em amplitude. Acreditou-se durante um bom tempo, e isso perdura um pouco até hoje, que AM consistisse da variação da potência de portadora transmitida, de acordo com o sinal de áudio. Na verdade, para se entender AM, só é preciso compreender o princípio de operação dos misturadores. Sempre que dois sinais são aplicados a um misturador, vão aparecer na saída os dois sinais originais, e também a soma e a diferença dos mesmos. Desse modo, se um sinal de 1MHz for misturado com outro de 1 kHz, a saída será constituída por quatro frequências: 1MHz, 1kHz, 0,999MHz e 1,001MHz.

E é exatamente isso o que acontece em um transmissor AM: o sinal portador passa por um misturador, juntamente com o sinal de áudio; este não chega a antena, por ser de frequência baixa demais, mas o mesmo não acontece com os sinais soma e diferença (ou bandas laterais), que são transmitidos. Assim, toda informação é transportada pelas bandas laterais, já que a portadora é invariável.

No receptor, aplica-se o mesmo processo ao sinal composto: as bandas laterais misturam-se com a portadora, produzindo frequências audíveis. É óbvio que a portadora, na transmissão, não tem nenhuma utilidade, podendo ser eliminada. E como as bandas laterais são idênticas, uma delas também pode ser dispensada, resultando numa grande economia de largura de banda.

A largura de banda para AM é igual ao dobro da maior frequência moduladora; para a voz humana, esse valor é de 6kHz. Já a largura de banda para SSB (single side band — banda lateral única), sem portadora, é igual à maior frequência moduladora menos a menor frequência moduladora, que no mesmo exemplo dá 2,7kHz. Essa economia permite que mais estações transmissoras ocupem o mesmo espaço no espectro.

O sinal da portadora é regenerado no receptor sempre que se utiliza a transmissão de portadora suprimida. Se a portadora for transmitida, ela se fará notar sob a forma de uma frequência audível em qualquer sinal AM próximo de sua influência; esse efeito de heterodinagem causava uma tremenda interferência na época em que AM era a modalidade dominante de transmissão e ainda hoje inferniza a vida dos adeptos da faixa do cidadão. Além disso, não é nada agradável saber que a maior parte da potência de saída do transmissor está sendo gasta na portadora. Em AM, ela deve ter uma amplitude maior que a soma das bandas laterais, quando se quer aproveitar 100% de modulação. E além de causar QRM, a portadora ajuda a aquecer o "shack" e a reduzir a vida útil dos componentes eletrônicos. É sabido, também, que um transmissor SSB de 200W é bem mais leve que seu correspondente em AM, decorrência de menores exigências sobre o equipamento.

Modulação em Frequência?


Mais recentemente, os radioamadores aderiram a uma modalidade chamada "modulação em frequência". Da mesma forma que AM não consiste de uma portadora com amplitude variável, FM é frequentemente descrita como uma portadora de frequência variável, e mais uma vez cometeu-se o mesmo erro. Modulação, na verdade, consiste na produção de bandas laterais, e não na manipulação de um sinal portador.

Qual a largura de banda ocupada pela FM? Na modulação AM DSB (Banda lateral dupla), ela é o dobro da máxima frequência modulante, mas em FM ela é bem maior que seu equivalente em AM. Isto porque a transmissão FM é composta por uma portadora, cuja amplitude varia, e várias bandas laterais. A qualidade superior de reprodução de áudio em FM e sua limitação de ruído mais aperfeiçoada são devidas à redundância inerente à mesma.

Bandas laterais em AM x envoltória efetiva. O sentido da banda lateral indica a fase.

Vamos examinar um sinal de FM e vejamos como "funciona". Antes, porém, um par de definições: índice de modulação é a variação da portadora dividida pela frequência de áudio que ocasionou tal variação. E razão de desvio é igual ao maior desvio dividido pela maior frequência de modulação. A razão de desvio indica a maior variação ocorrida.

Desvio? Não é lá muito fácil de explicar. Trata-se da variação aparente na frequência da portadora, extrapolada do efeito de se reduzir a frequência moduladora para zero. Na verdade, é uma característica bem menos útil do que pensamos, pois a frequência da portadora não varia: a frequência média é que é variada pela modulação, assim como a amplitude média de um sinal AM sofre os efeitos da modulação, pelo acréscimo das bandas laterais.

Na transmissão AM, as duas bandas laterais estão em fase. E como apresentam as mesmas variações ao mesmo tempo, a frequência aparente da envoltória não varia. Já em FM as bandas laterais estão defasadas e, por isso, em qualquer instante da transmissão, ou as bandas laterais inferiores ou as superiores dispõe de mais potência; portanto, o sinal varia em frequência.

Essa relação de fase cria alguns efeitos interessantes. Como a amplitude total não varia, é possível gerar tantas bandas laterais quantas quisermos, o que vai resultar em maior redundância e, consequentemente, maior fidelidade e precisão na reprodução. A potência da portadora é distribuída por todas as bandas laterais, alcançando o nível nulo em vários níveis do índice de modulação. É possível medir o desvio de um sinal banda larga pela determinação do número de vezes que a portadora cai a zero, quando a modulação é elevada.

FM banda estreita x FM banda larga

Para se determinar a fase relativa e a potência de cada banda lateral, é preciso recorrer a um conceito matemático chamado "Função de Bessel". Consultando os gráficos de Bessel, pode-se observar o comportamento dessas bandas (cada banda lateral significativa começa a subir rapidamente em um dado índice). Esses gráficos podem ser usados no cálculo da largura de banda de um sinal de FM, conhecidos o índice de modulação e as frequências. Pode-se utilizar também o método simplificado: largura de banda é igual a duas vezes o desvio mais o dobro da máxima frequência moduladora.

Função de Bessel mostrando amplitude e fase de várias bandas laterais.

A relação de fase entre bandas laterais é complexa, mas um fator é entendido facilmente: as bandas ímpares estão sempre defasadas entre si (essa diferença se verifica entre as bandas superiores e inferiores), enquanto as pares estão sempre em fase. Os sinais de AM possuem apenas um conjunto de bandas laterais, as ímpares, que estão sempre em fase. Uma diferença crucial, que se torna importante na modulação de fase.

A modulação de fase é similar à modulação em frequência, com uma grande diferença funcional: a resposta em frequência de FM é linear, ou seja, sinais de mesma amplitude produzem a mesma variação. PM, por seu lado, apresenta uma resposta crescente em áudio, com maiores frequências gerando maiores variações, a uma taxa de 6dB/8ª; em suma, a variação em PM é diretamente proporcional à frequência moduladora.

A modulação de fase pode ser usada como FM se a resposta de áudio for corrigida. A FM de comunicações, como aquela usada por radioamadores, é na verdade PM em muitos casos, com uma resposta de áudio que cresce ao longo da faixa. Isso leva o nome de pré-enfase, empregada em muitos sistemas de transmissão por FM. Na transmissão comercial, ela começa aos 400 Hz, elevando-se de 17dB aos 15kHz, a extremidade superior da faixa. Até mesmo gravadores magnéticos e discos fonográficos se utilizam da pré-ênfase, pelo fato do ruído ser linear em relação à frequência, fazendo com que a maior parte dele se localize na gama dos agudos. Os receptores dispõem de circuitos de de-ênfase, que restauram o balanço tonal e reduzem o ruído, ao mesmo tempo.

A pré-ênfase é necessária em FM por outra razão: como a qualidade da recepção depende do índice de modulação, e este cai com a elevação da frequência moduladora, a pré ênfase ajuda a manter o índice da gama dos agudos alto o suficiente para sobrepujar ruídos e interferências.

Um dos grandes benefícios da redundância de FM é o efeito de captura, através do qual um certo sinal pode cobrir completamente outro mais fraco, na mesma frequência. E isto funciona com ruído também, já que um sinal de FM plenamente "silenciador" pode estar apenas 3dB acima de outro totalmente ilegível, com um bom detector e uma taxa de desvio de mais ou menos 5, que é a padrão da transmissão comercial. Porém, se o desvio for reduzido, o efeito de captura resulta atenuado. A FM de banda estreita, como a que é utilizada nas repetidoras de 2 metros, possui um efeito de captura bastante reduzido, com sua taxa de desvio de 1,6 (5kHz de desvio e 3kHz de modulação.

Mas a modulação em fase revela quão parecidas são, na realidade, à transmissão AM e a FM banda estreita. Gera-se PM ao se deslocar a fase de uma portadora e o deslocamento de 1 radiano equivale a um índice de modulação unitário; na prática, entretanto, somente metade disso pode ser obtido com um modulador de fase e transmissão de boa qualidade deve apresentar um deslocamento menor. Aceitando o fato de que um modulador de fase só produz deslocamento suficiente para um conjunto de bandas laterais significativas, pode-se então utilizar o método de modulação Armstrong, desenvolvido pelo próprio inventor da FM, Edwin Armstrong.

Armstrong sabia que PM e AM diferiam principalmente na relação de fase, e produziu então um sinal com dupla banda lateral em um modulador balanceado, deslocou-o de 90 graus e reinstalou a portadora. O resultado, desde que a portadora tivesse potência suficiente, era PM. Esse sistema tem sido utilizado em transmissores comerciais, mas a multiplicação de frequência necessária é excessiva. Na transmissão em banda larga, a FM direta é bem mais simples. E observe que não há pretensão de se deslocar a frequência da portadora por meio do método de Armstrong.

Recepção de FM


A forma mais simples de se receber AM emprega um diodo demodulador. E a melhor forma emprega um detector síncrono, que tira proveito da redundância das duas bandas laterais; mas não é ainda uma prática muito comum. Os detectores a diodo não funcionam em FM, jé que as bandas laterais cancelam mutuamente as variações de amplitude e frequências de batimento. Assim, para se detectar FM inventou-se um sistema diferente: o discriminador.

O discriminador compara a quantidade de sinal acima da frequência central com aquela que está abaixo da mesma, e a tensão resultante vai refletir a modulação. O detector de razão é uma variação do discriminador que cancela automaticamente as variações de amplitude, tais como AM e ruído.

Um sistema mais recente se utiliza de um "phase-locked loop" (PLL ou laço fechado por fase). O PLL é uma parte de grande necessidade para o detector síncrono de AM, onde suas vantagens tornam obsoleto o velho sistema a diodo. No caso de FM o detector PLL tenta "travar" um oscilador na frequência de entrada, que parece variar com o valor médio das bandas laterais (ele age como se realmente existisse uma portadora variável). A vantagem mais importante está no fato de que o sistema PLL não precisa receber todo o sinal de FM, bastando apenas as primeiras duas bandas laterais de cada lado para que o "travamento" seja efetuado. Ao receber um sinal banda larga como se fosse banda estreita, o receptor pode dividir ruídos e interferências entre as bandas laterais dos extremos, às custas do silenciamento da banda larga. O detector PLL, além disso, segue os desvios com menor distorção que o discriminador, sem a necessidade de circuito de controle de frequência.

Frequência em modulação x desvio. (A) modulação em fase,
(B) FM direta, (C) pré-enfase de compromisso.

Então, o que é CW?


Já vimos que a portadora não varia em amplitude na transmissão AM e não varia em frequência, na FM. Vamos então aplicar nossos conhecimentos de telefonia AM tipo A3 na telegrafia tipo A1, ou seja, na boa e velha CW (onda contínua).

CW não passa de uma forma de AM, exibindo portanto largura de banda e bandas laterais. Estas são produzidas pelo chaveamento, já que uma variação na amplitude efetiva sempre gera bandas laterais. A largura de banda de um transmissor CW é determinada pelo filtro da chave manipuladora; se o tempo de subida do transmissor é curto (no caso de uma manipulação rápida), poderão surgir "clicks", que são bandas laterais mais amplas que o necessário. Por outro lado, se aquele tempo for extenso, os "dis" (pontos, na transmissão telegráfica) serão prejudicados por uma codificação rápida. Ao contrário do que se pensa, a velocidade de manipulação não afeta a largura de banda. Mas a velocidade potencial de manipulação sim e, por isso, um novato não deveria utilizar tão pouca filtragem de chaveamento como um operador Morse com prática.

Como CW é uma forma de AM (modulada por ondas quadradas, por assim dizer), conclui-se que o chaveamento (modulação) não deveria afetar a portadora. Eis aqui uma sequência lógica, verdadeira à sua maneira:

1. Na transmissão AM convencional, a amplitude da portadora não é afetada pela modulação. Formam-se as bandas laterais, responsáveis pelo transporte da informação; a amplitude composta da portadora + bandas laterais varia com o acréscimo e subtração da portadora e das próprias bandas.

2. Considere uma transmissão AM por modulação de grade (no caso de equipamento valvular): quando a forma de onda moduladora estiver em seu ponto mais negativo, a grade modulada alcança o ponto de saída nula no estágio; e em seu nível mais positivo, a válvula fornece a máxima saída. Tal sistema produz uma portadora e bandas laterais da maneira descrita acima.

3. Considere agora uma onda quadrada alimentando o estágio modulador: durante metade do ciclo, a válvula estará completamente cortada e durante a outra, conduz plenamente. A regra principal da transmissão AM permanece: portadora não-modulada pelas bandas laterais; o elevado conteúdo harmônico da onda quadrada produz amplas bandas laterais. Suavizando-se a forma de onda através de um filtro passa-baixas, na modulação, obtém-se uma redução na largura das bandas laterais.

4. Substitua essa onda quadrada por um sinal telegráfico. Permanecem as bandas laterais e a portadora intacta, mesmo a válvula ficando cortada durante boa parte do sinal. Isto é comum em CW; mesmo com o manipulador em descanso, a portadora continua ali.

Porém, você sabe tão bem quanto eu que assim que a chave é acionada, a portadora desaparece, certo? Mas instale agora um filtro estreito para CW (de 40Hz, digamos) e tente manipular rapidamente; você notará que a manipulação ficará suavizada, se não obliterada, pela ação do filtro. Isso pode ser melhorado através de um projeto bem preciso do filtro, mas tal ação é inerente em qualquer largura de banda, pelo fato das bandas laterais superiores estarem sendo cortadas pelo filtro. Se a largura de banda fosse teoricamente reduzida a uma fração de hertz, o sinal iria oscilar durante vários segundos. Estreitando o filtro ao infinito, teremos a portadora infinitamente presente; as bandas laterais estariam próximas à portadora e defasadas em relação a ela.

Caso você esteja completamente confuso agora, lembre-se apenas de que a onda portadora é somente um conceito matemático e, como muitos deles, transporta pouquíssima informação para qualquer um de nós.

— Artigo original em inglês:

73 Magazine (May 1976) page 110
AM is not Dead -- It Never Existed at All 
Fred R. Goldstein WA1WDS
https://archive.org/details/73-magazine-1976-05/page/n111



quinta-feira, 9 de janeiro de 2020

O casamento de impedâncias e a relação de onda estacionária

Um artigo dirigido a radioamadores e técnicos que explica, de forma simples e direta, tudo o que é preciso saber sobre máxima transferência de potência e sobre a ROE.


"Casar impedâncias" significa acoplar, de forma eficiente, um gerador à sua carga, com a finalidade de obter o melhor resultado, ou seja, a máxima transferência de potência para a carga.

Fazendo uma analogia com a mecânica, seria o mesmo caso do câmbio dos automóveis, que adapta as condições da carga às do motor. Assim, em "primeira", podemos facilmente vencer as ladeiras mais abruptas, mas desenvolvemos pouca velocidade na horizontal; por outro lado, em "quarta" o carro pode alcançar sua máxima velocidade, mas não é capaz de vencer nenhuma subida.

Voltando aos circuitos elétricos, podemos analisar o que acontece num caso genérico (figura 1), onde temos um gerador caracterizado por uma resistência interna de 50 ohms (Ri = 50Ω) e fornecendo uma tensão de 50V. Com uma carga externa de 50Ω, podemos demonstrar, através de cálculos simples, que a tensão sobre a carga Rc é de 25V; pelos mesmos cálculos, encontramos Ic = 0,5A, com o que podemos obter a potência sobre a carga:

Ps = 25 x 0,5 = 12,5W

Com qualquer outro valor de Rc, a potência seria inferior a 12,5 watts. De fato, se Rc tiver um valor mais elevado, Vc será maior, mas a corrente Ic decrescendo vai resultar num produto tensão-corrente menor. Por outro lado, se Rc for inferior a 50Ω, teremos uma corrente maior, mas uma tensão menor e novamente um produto menor. Nos casos extremos, se Rc = 0, Ic será de 1A, mas Vc também será nula; em ambos os casos a potência será zero.

Figura 01 - Neste circuito, se tivermos Rc = 50, ocorrerá a máxima transferência de energia.

Tudo o que dissemos está ilustrado na Tabela 01, que mostra os valores medidos no circuito para cargas igual e maiores que o ideal de 50 ohms. Vê-se que, quanto mais nos afastamos da carga de 50Ω, mais a potência é reduzida, se bem que não de forma drástica. Assim, se o gerador for do tipo ajustável, será possível compensar pequenas perdas de eficiência.

Tabela 01

Tudo isso é teoricamente válido quando desejamos a máxima eficiência do circuito, independentemente de outras considerações. Em muitos casos práticos, porém, é preciso fazer tais considerações.

Assim, por exemplo, se a fonte de tensão é um transformador (figura 02), a resistência interna Ri é formada pela resistência ôhmica do fio utilizado no enrolamento secundário, acrescida ao efeito da resistência do primário. Se o transformador receber uma carga que lhe permita entregar a máxima potência, ele poderá simplesmente "queimar". Veja bem: a potência máxima de saída é obtida quando Rc = Ri, caso em que o enrolamento dissipa uma potência igual à da carga; nessas condições, porém, o transformador absorve da rede o dobro do que entrega na saída e seu rendimento é de apenas 50%.

Figura 02 - A regra da máxima transferência de potência não vale para o transformador.

Exemplificando, vamos imaginar que a tensão no secundário seja de 50V e a carga, de 50 ohms, como no exemplo da figura 01; desse modo, a potência de saída é dividida meio a meio entre a carga e o enrolamento secundário (12,5W para cada um) e o primário absorve 25W da rede elétrica.

Sem falar no excessivo calor que seria dissipado pelo núcleo do transformador, que daria margem a grandes inconvenientes, um rendimento de 50% é inadmissível para um transformador. Os transformadores comerciais costumam exibir um rendimento de 90%  — ou seja, um modelo de 50W de saída absorve, no máximo, 55W da rede. Em geral, esse rendimento é ainda mais elevado nos transformadores de grande porte, enquanto nos menores pode ser um pouco inferior, tudo isso baseado em cálculos e testes práticos há muito consagrados pela indústria. Tal eficiência é obtida pela redução da resistência interna do transformador.

Outro caso em que não convêm ter a máxima transferência de potência é o da fonte estabilizada; ao contrário, é conveniente que a resistência interna seja bem inferior à de carga. Imagine uma fonte que forneça 13V em vazio e 12,8V com 1A de corrente; a variação, com essa corrente, é de 13 - 12,8 = 0,2V, o que vai nos dar uma resistência interna de Ri = 0,2 : 1 = 0,2 ohms, considerando uma carga de 13 ohms.

Se formos analisar o comportamento de uma fonte como essa, veremos que a tensão de saída será tanto mais estável quanto mais baixa for Ri em relação a Rc. De fato, o circuito tem a capacidade de reduzir artificialmente sua resistência interna, com o auxilio de realimentação, tornando a tensão de saída razoavelmente estável.

Podemos dizer o mesmo dos amplificadores de áudio, onde elevados níveis de realimentação mantêm a tensão de saída praticamente independente da impedância dos alto-falantes. Essa impedância varia com a frequência, como sabemos, e a realimentação permite adaptar o amplificador a esse efeito.

Apenas um detalhe: na fonte estabilizada e no amplificador de áudio a resistência interna é reduzida artificialmente, a fim de estabilizar a tensão de saída; seu rendimento (relação entre potência fornecida e potência absorvida), porém, não chega nem perto dos 90% do transformador, sendo bastante baixo, em alguns casos.

O casamento é respeitado nos circuitos de RF, porém, porque nesse caso a máxima transferência de potência é sempre desejada. No caso de uma antena, que se comporta como gerador na recepção, a carga é representada pelos circuitos de entrada do receptor. Na transmissão, ao contrário, o estágio transmissor passa a ser o gerador, enquanto a antena tem a função de carga. Fazendo alguns cálculos, percebemos que pequenas variações de impedância não provocam grandes reduções de potência na recepção ou transmissão; mas isso só acontece no caso ideal, sem a presença da linha de transmissão, que sempre existe na prática.

A questão do casamento de impedâncias deve ser levada em conta mesmo no acoplamento entre estágios de um circuito. Vejamos os transistores da figura 03, a título de exemplo. A impedância de saída de Q1, no caso é dada pelo resistor R1 em paralelo com a resistência interna do transístor, que é bastante elevada; essa impedância, portanto, tem um valor pouco inferior ao do próprio R1. Sua carga é a base de Q2, que apresenta um comportamento bem variável — sua impedância é alta, quando o transístor está em corte, e baixíssima quando Q2 entra em condução.

Figura 03 - O casamento de impedâncias deve ser
considerado também no acoplamento entre estágios.

Essa operação pouco linear torna difíceis até mesmo os cálculos relativos, motivo porque os transístores devem ser considerados como dispositivos excitados por corrente e não por tensão.

Passando ao circuito da figura 04, onde temos o resistor R4 adicionado à rede de emissor, vemos que a impedância de entrada de Q2 foi consideravelmente elevada. Em R4 teremos, então, praticamente o mesmo sinal de tensão presente no coletor de Q1, já que Q2 está ligado como seguidor de emissor (foi omitido, deliberadamente, qualquer capacitor em paralelo a R4).

Figura 04 - Uma variação do caso anterior.

Como a corrente que circula por R4 passa também por R3 (reduzida de Ib, que pode ser considerada desprezível), chegamos à conclusão que a relação R3/R4 determina também o ganho do estágio. Neste segundo caso, além disso, a polarização de Q2 é inferior àquela que pode ser obtida com o resistor R2 ligado diretamente à alimentação, porque foi estabelecida uma realimentação entre coletor e base do transístor, que tende a estabilizar seu ponto de trabalho.

Casamento e ROE


Vamos nos dedicar ao tema central do artigo, que é a ROE ou Relação de Onda Estacionária (em inglês chamada de SWR ou Standing Wave Ratio).

Gostaria de esclarecer, de entrada, que a tão falada "onda refletida" não existe; ela não passa de uma abstração teórica, à qual os menos avisados dão excessiva importância. Cheguei a ouvir, certa vez, um radioamador afirmar que a potência refletida pela sua antena tornava vermelhas as placas das válvulas do estágio final. Isto é uma verdadeira aberração, pois não podemos esquecer que o transmissor atua como gerador e o sistema linha/antena, como carga; e isso é tudo.

A carga pode estar mais ou menos casada, podendo assim absorver mais ou menos potência, mas ela nunca devolve potência! Em matéria publicada numa revista americana, o autor W. Vissers atingiu o ponto quando disse que falar de ondas diretas e refletidas é como pensar num tubo cheio d'água: o líquido pode ser deslocado para frente e para trás, mas não pode fazer as duas coisas ao mesmo tempo.

Vamos examinar agora a figura 05, onde está representado um circuito em ponte. Suponhamos uma alimentação de 100V e voltímetros com resistência interna bastante elevada (portanto, com efeito quase nulo sobre o circuito); nesse caso, o voltímetro V1 vai marcar 50V, já que está ligado entre dois resistores de mesmo valor. Se Rc = 50Ω, V2 vai indicar 0V, já que a tensão no ponto C será de 50V, pelo mesmo motivo.

Figura 05 - Ponte de medição que forma um medidor de ROE básico.

Nesse circuito, a potência absorvida é dividida igualmente entre os quatro resistores — 50W para cada um, totalizando 200W.

Se a resistência de carga for alterada para 150Ω, a tensão do ponto C vai mudar para:


V1 continua a marcar 50V, enquanto V2 indica 25V; em termos de ROE, isso equivale a 3 — e, de fato, 150 é três vezes maior que 50.

Se agora a carga Rc for mudada para 16,67Ω, a tensão no ponto C será de:

V2 continua marcando 25V e, como 16,67 é exatamente um terço de 50, o ROE permanece no nível 3.

Concluímos, portanto, que nossa ponte nos permite medir qual a variação de Rc em relação ao valor ideal (no caso, 50Ω); no ponto ideal, a ponte está equilibrada e V2 indica leitura nula. Em relação ao medidor de ROE real, V1 mede a potência de saída ou direta e V2, a potência "devolvida" ou refletida.

A esta altura, creio estar bem claro que não há, na verdade, nenhuma potência refletida, mas apenas uma variação de equilíbrio e menor absorção de energia por Rc. Além disso, se as considerações foram feitas, até agora, para circuitos de corrente contínua, foi apenas com o objetivo de facilitar a explanação do assunto; desse modo, caso a ponte seja alimentada com um sinal de RF — de 14MHz, por exemplo — nada muda no circuito, exceto os voltímetros, que devem ser capazes de medir corrente alternada (figura 06).

Figura 06 - A mesma ponte, trabalhando em corrente alternada.

Substituindo Rc por uma reatância puramente capacitiva ou indutiva, a tensão no ponto C resulta defasada e com um nível que gera uma leitura de 50V em V2 (igual à de V1); além disso, o ROE é infinito e a carga não absorve potência alguma.

Para aqueles que estão se perguntando como V2 pode indicar 50V independentemente do valor da reatância de carga, podemos dizer que, se o capacitor C é perfeito, a corrente que circula no ramo direito da ponte produz duas tensões defasadas exatamente de 90º (uma sobre R e outra sobre C). Se a reatância de C for de 50Ω, as duas tensões vão estar 45º adiantadas ou atrasadas em relação à tensão do ponto A e sua soma vetorial fornece a tensão V2 (parte B da figura 06).

Variando o valor da capacitância, o ponto C descreve a semicircunferência OCV; como nosso instrumento V2 está inserido entre os pontos B e C, a tensão indicada será sempre 50V, onde quer que o ponto C se encontre. Como se pode ver pela figura 06B, a soma vetorial das tensões sobre R1 e C é constante, sempre defasadas de 90º.

Vimos, assim, que as leituras de V1 e V2 são iguais à do medidor de ROE comercial; para nós, contudo, foi mais fácil raciocinar sobre o circuito da figura 06 que sobre o próprio medidor, que ainda não conhecemos e nos dá a medida da potência refletida (que não existe). Vimos que existe, na verdade, uma leitura de V2 que nos indica quanto a carga se afasta do valor ideal de 50 ohms.

Se a carga não estiver muito longe desse valor, ou apresentar componentes pouco reativos, é possível obter um casamento perfeito atuando somente sobre os controles "Load" e "Plate", encontradas na grande maioria dos transmissores a válvula.

Nos aparelhos mais recentes, que utilizam semicondutores, esses comandos foram eliminados e não há como efetuar os ajustes necessários. Recorre-se, nesses casos, aos casadores ou adaptadores, compostos normalmente por dois capacitores variáveis e uma bobina de dimensões adequadas. Assim, ironicamente, a simplicidade construtiva dos transmissores modernos foi completamente anulada por esse fator: os dois controles suprimidos foram substituídos por três, no casador!

O ROE e as linhas de transmissão


Falamos, até agora, de cargas descasadas, apenas, imaginando-as diretamente acopladas à ponte de medição ou ao transmissor. Na prática, porém, a antena geralmente fica no telhado e o aparelho em uma das salas da casa, a uma distância razoável. Entre ambos, então, é colocada uma "linha de transmissão", formada normalmente por um cabo coaxial.

Essa linha, teoricamente, não altera um descasamento já existente; suponhamos, por exemplo, estar operando em 14 MHz, com uma linha de meia onda de extensão entre a ponte e a carga (figura 07).

Figura 07 - Inserção de uma linha entre a ponte e a carga.

Nesse caso, nada muda, porque uma linha de meia onda (ou qualquer múltiplo de meia onda) não altera a situação.

Se o cabo, porém, fosse de um quarto de onda, iria se comportar como um transformador de impedâncias. Vamos supor, para ilustrar melhor esse ponto, que estamos utilizando um cabo de 50 ohms, terminando por uma carga de 150 ohms; chamando de Z1 e Z2 a impedância do cabo, teremos:

Z1 x Z2 = Z2
Z1 = Z2 / Z2=
502 / 150 = 16,67 ohms

Portanto, uma linha de 1/4 de onda transforma os 150Ω em 16,67Ω, ou vice-versa. Em ambos os casos, o ROE é de 1 : 3, que confirma que a linha não influi sobre a relação de onda estacionária. Nos casos de comprimentos intermediários, os cálculos são muito mais complexos e preferi deixá-los aos apaixonados pela matemática.

As perdas na linha


A linha de transmissão apresenta suas perdas, seja pela resistência dos condutores (e ao efeito pelicular, em RF), seja pelas perdas no dielétrico (isolante). Tais perdas já foram reunidas em tabelas, mas podem também ser calculadas, por meio de um wattímetro e uma carga fictícia.

Sempre que a linha é terminada por uma carga diferente da prevista, são geradas as famosas ondas estacionárias. Com isso queremos dizer que a tensão (e a corrente) ao longo da linha não é constante, apresentando as famosas ondas estacionárias. Com isso queremos dizer que a tensão (e a corrente) ao longo da linha não é constante, apresentando vários máximos e mínimos, separados em função do comprimento de onda. A cada máximo de tensão corresponde um mínimo de corrente e vice-versa (figura 08).

Figura 08 - Comportamento de tensão e da corrente sobre uma linha com ROE de 1 : 3.

A relação entre as amplitudes de máximo e mínimo é o que chamamos de ROE. Desse modo, se o ROE é 1, quer dizer que a tensão é constante; se é de 1 : 3, significa que a razão entre máximo e mínimo é 3, e assim por diante.

A presença dessas condições provoca o aumento das perdas na linha, de forma diretamente proporcional ao valor do ROE (ou seja, as perdas aumentam com o aumento da ROE); e como as perdas são mais elevadas nas altas frequências, são estas que convém observar melhor.

Resumindo o que foi visto, temos, na transmissão, a sequência transmissor-linha-antena. Se a linha é de 50Ω e a antena se afasta desse valor, surgem ondas estacionárias na linha, que provocam a elevação das perdas; nesse caso, o transmissor tem dificuldade em fornecer a potência prevista.

Se o medidor de ROE for inserido entre a linha e a antena, poderemos ler o valor exato (admitindo que o instrumento esteja dizendo a verdade); no entanto, se ele for colocado entre o transmissor e a linha, as leituras serão, em geral, inferiores às reais (ou seja, mais otimistas).

O famoso casador deve ser instalado entre a linha e a antena, de modo a eliminar as ondas estacionárias do cabo. Mas se ele for incluído entre o transmissor e a linha, pode proporcionar um bom casamento nesse ponto, mas as estacionárias da linha permanecem tais e quais.

Figura 09 - Teste do medidor de ROE sobre uma carga de 50 ohms.

Para verificar o funcionamento do medidor de ROE, podemos efetuar os testes sugeridos pelas figuras 09 e 10. Na primeira, o medidor é inserido entre o transmissor e uma carga fantasma de 50Ω; nesse caso, a potência refletida deve ser nula.

Na figura 10 utilizamos uma conexão em "T", ligando medidor e carga simultaneamente à saída do transmissor. Nas duas condições do medidor (direta / refletida), devemos obter a mesma leitura; isto porque, na prática, o ROE é infinito nessa montagem.

Figura 10 - Teste do medidor de ROE em circuito aberto.


Uma observação para os mais experientes


A afirmação de que não existem ondas refletidas poderia ser facilmente desmentida pelo fenômeno provocado ao se enviar um breve impulso por uma linha descasada com a antena; de fato, nesse caso, o impulso volta à fonte que o originou. Essa técnica, muito empregada no campo profissional, no ajuste de cabos coaxiais, permite verificar a existência de eventuais descontinuidades e também localizar defeitos (medindo-se o tempo transcorrido entre o envio do pulso e sua reflexão).

A contradição desaparece, porém, se levarmos em conta que todas as análises feitas neste artigo referem-se a sinais senoidais, e que a sobreposição de senóides de mesma frequência sempre dá origem a outras senóides. Por outro lado, no caso do pulso único (que por definição não é senoidal), estamos no campo das ondas progressivas, enquanto que a conexão transmissor / linha / antena diz respeito às ondas estacionárias.

domingo, 17 de novembro de 2019

A importância de alimentar corretamente o seu transmissor

Alguns poucos volts à menos pode representar perdas significativas de potência, enquanto alguns volts à mais pode colocar seu equipamento em risco.

Isto pode ocorrer porque a potência não é simplesmente proporcional a tensão, ela é proporcional ao quadrado da tensão. Significa  que, se dobrarmos a tensão num circuito resistivo, a potência será quadruplicada. Por outro lado, reduzindo-se a tensão à metade, a potência ficará reduzida à metade duas vezes, ou à metade da metade, que é um quarto da potência original.

Analisemos a expressão da potência em função da tensão para vermos o que ocorre:

P = E x I

Temos no caso, pela Lei de Ohm, que I pode ser dado por E / R, de onde tiramos a relação:

P = E x E / R 
P = E2 / R

Tomando como exemplo um circuito resistivo de 19,04 ohms, teremos:



Note que, com uma alimentação de 12 volts, teríamos uma potência de 7,56 watts e, com uma alimentação de 24 volts, teríamos uma potência de 30,25 watts, ou seja, quatro vezes maior.

Se, neste exemplo, a alimentação correta fosse 13,8 volts teríamos 10 watts. Note que em uma variação de 12 para 13,8 volts, temos uma variação de potência de 2,44 watts, o que é muito significativo em se tratando de baixa potência.


PY2GFA - Silvio C. Artusi


Os tipos de modulação

Normalmente, o sinal a ser modulado em qualquer sistema de transmissão interfere em algum parâmetro de um sinal de frequência bem mais alta, conhecido como sinal da portadora. O sinal que faz com que algum parâmetro da portadora varie é conhecido como sinal modulante, ou simplesmente a informação. O sinal da portadora é geralmente uma senóide e a informação interfere nos seguintes parâmetros: nível, frequência e fase da portadora. Outros tipos de modulação podem ser aplicados a sinais especiais, por exemplo, a modulação em largura e posição de pulso.



Já que existem vários tipos de modulação, cada um deles foi abreviado e em toda a literatura técnica esses termos aparecem constantemente.

CW  — "Continuous Wave" (Modulação de Onda contínua) - consiste de um sistema de radiofrequência de frequência fixa, sem modulação. O chaveamento de um sinal telegráfico também é conhecido como CW.

ASK — "Amplitude Shift Keying" - modulação de uma informação digital pela mudança da amplitude da portadora.

AM — Modulação em amplitude - modulação em amplitude em duas bandas e com portadora, para distinguir das variações desse tipo de modulação (DSBSC, SSB, etc.).

DSBSC —  Modulação em amplitude em banda dupla e sem portadora - consiste de um sinal modulado em AM mas filtrado na frequência da portadora, para suprimi-la.

SSB — Modulação AM de banda única - consiste num sinal modulado em AM com filtros na portadora e em uma das bandas.

VSB — Vestigial Side Band - consiste de um sinal AM com uma das bandas e a portadora parcialmente removidos pela filtragem.

FM — Frequência modulada - consiste de um sinal cuja frequência varia conforme a informação.

NBFM — Modulação de FM de faixa estreita - sinal modulado em FM mas com desvio em frequência menor do que o FM normal.

PM — Modulação de fase - resulta quando o desvio de fase da portadora é proporcional ao sinal da informação.

FSK — "Frequency Shift Keying" - consiste de um sinal modulado em frequência por uma informação digital (binária).

PSK — "Phase Shift Keying" - consiste de um sinal modulado em fase por uma informação digital (binária).

PAM — Modulação em amplitude de pulsos - resulta da variação do nível de uma série de pulsos de acordo com o sinal da informação.

PWN — Modulação em largura de pulso - resulta da variação do tempo de duração dos pulsos de acordo com o sinal da informação.

PPM — Modulação em posição de pulso - resulta quando o sinal modulante varia a posição de um pulso em relação ao suposto sinal pulsado não modulado.

PCM — Modulação codificada de pulsos - consiste de uma série de palavras binárias correspondentes à amplitude do sinal da informação.

DPCM — Modulação codificada de pulsos diferencial - é uma modificação do PCM na qual a taxa de variação de amplitude em relação ao tempo também é codificada numa palavra binária.

sábado, 16 de novembro de 2019

As especificações dos equipamentos da Faixa do Cidadão

Se você é um operador da faixa do cidadão, e não tem especialização em eletrônica ou telecomunicações, é bem provável que encontre dificuldades em interpretar os dados técnicos do catálogo do seu equipamento. Por outro lado, se você já tem experiência no assunto, um sumário de especificações técnicas pode lhe ser de grande utilidade. Dividimos, assim, o tranceptor da faixa do cidadão em duas partes, que serão analisadas separadamente.




Especificações da seção receptora


Sensibilidade do receptor é um parâmetro que expressa dois fatores distintos: primeiramente, a mínima potência de sinal a que o receptor vai responder, medida em microvolts (µV); em segundo lugar a razão sinal/ruído gerada pelos circuitos do aparelho. Se esse ruído interno for suficientemente elevado, vai mascarar o sinal, tornando impossível a recepção.

Desse modo, se, por um lado, é importante que se tenha um baixo valor de sensibilidade (o que significa uma alta sensibilidade do receptor), é também importante que a relação sinal/ruído (S/R), ou sinal + ruído/ruído [(S + R)/R)], seja a mais elevada possível.

Esses dois fatores, combinados, podem lhe informar sobre o valor da sensibilidade utilizável de seu aparelho. A relação S/R é expressa em decibéis e a referência mais comum é 10 dB (ou seja, o sinal é 3,2 vezes mais forte que o ruído).

Associações oficiais e órgãos governamentais americanos estabeleceram certos requisitos mínimos para o desempenho do equipamento da faixa do cidadão. Dessa forma, pode-se considerar que os equipamentos que obedecem ou ultrapassam esse mínimo são os melhores.

No caso da sensibilidade, o padrão para um receptor AM, é de 1 µV para 10 dB de (S + R)R, utilizando-se uma frequência de 1000 Hz para modular a portadora em 30%. Não é raro encontrar-se tranceptores com uma sensibilidade de 0,5 µV, ou menos. Como tal valor costuma variar de acordo com a tolerância dos componentes, muitos fabricantes especificam um valor para o "pior caso" e adicionam depois os termos "ou menos" ou "pelo menos".

A sensibilidade de um receptor SSB é medida ao se aplicar um sinal não modulado à entrada do receptor. A frequência desse sinal de teste é ajustada para produzir 1000 Hz na saída do receptor. O nível é então ajustado, de modo a produzir a desejada relação entre a saída do receptor e o ruído na ausência de sinal, nos terminais de saída. O padrão para SSB, em sensibilidade, é de 0,5 µV, para uma relação de 10 dB de (S + R)/R. Os valores normalmente encontrados situam-se na faixa de 0,1 a 0,25 µV, para o mesmo valor de (S + R)/R. Algumas vezes, aparece a especificação "sensibilidade utilizável", cujo valor representa o mínimo sinal de entrada necessário para que o receptor entregue a metade de sua saída de áudio, a uma dada relação (S + R)/R.

A seletividade é uma outra característica importante e expressa a habilidade do receptor em diferenciar entre um canal adjacente e aquele em que está sintonizado. É conhecida, também, como rejeição de canal adjacente, e é especificada em decibéis. Esse parâmetro mostra, em outras palavras, o nível necessário do sinal de um canal adjacente (afastado de 10 kHz, na faixa do cidadão) que possa interferir com a recepção do canal sintonizado.

Algumas vezes, a seletividade é especificada como "banda passante de FI" (frequência intermediária), que é a largura da "janela" pela qual o receptor "enxerga", de modo a detectar sinais de uma certa amplitude.

A figura 1 mostra uma típica resposta de FI, com uma banda passante de 6 kHz (+/- 3 kHz), para sinais 6 dB abaixo da resposta máxima (pontos A e C), e uma de 20 kHz (+/- 10 kHz), para sinais 40 dB abaixo daquele mesmo ponto (pontos D e G).

Figura 1 - Curva de seletividade de FI de um receptor AM, com uma banda passante de
6 kHz, a -6 kHz, e de 20 kHz, a - 40 dB. O sinal é sintonizado no centro, em "B".
A área sombreada pode ser ocupada por 10 kHz do canal adjacente, modulado em 2 kHz.
Os componentes da banda lateral inferior estarão a -35 e -30 dB (pontos F e E). Os
componentes da banda lateral superior são também atenuados (pontos H e I).

A resposta de  audiofrequência de um receptor pode ser obtida, por aproximação, dividindo-se por 2 a banda passante entre os pontos A e C (6 dB); uma resposta de 2 a 3 kHz é considerada ótima. A habilidade em rejeitar sinais de canais adjacentes pode ser estimada ao se fazer a mesma coisa com a banda passante a 40 dB abaixo; assim, em nosso exemplo, temos que o sinal do canal contíguo deveria estar 40 dB acima (ou ser 100 vezes mais forte) do sinal desejado, para que ambos pareçam ter a mesma intensidade, na saída do receptor.

A seletividade depende não apenas da banda passante de FI, mas também da característica de "dessensibilização" do receptor, que indica quando o sinal desejado parece estar deformado por um sinal adjacente. Os padrões determinam um valor mínimo de 30 dB para tal característica e nos equipamentos comerciais, ela oscila entre 30 e 50 dB.

Rejeição de sinais espúrios - Sendo expressa em decibéis, indica a capacidade do receptor em diferenciar entre um sinal desejado e algum outro, que não seja do canal adjacente. A razão de rejeição deve ser a mais alta possível, não importando a proveniência do sinal espúrio. Isto quer dizer que o aparelho deve responder apenas à estação na qual está sintonizado.

Os padrões de rejeição de sinais espúrios estabelecem um mínimo de 25 dB, em AM, e de 35 dB, em SSB.

Sensibilidade do limiar do "squelch" - Indica a potência do sinal em que o "squelch" pode ser ajustado para ativar a seção de áudio do receptor e, ao mesmo tempo, eliminar o ruído de fundo, na ausência de sinal. A máxima sensibilidade permite que o receptor elimine ruídos, sem a perda de sinais fracos. "Squelch máximo" (tight squelch) é o máximo ponto de potência de sinal para o qual o "squelch" pode ser ajustado.

Os padrões máximos para sensibilidade do "squelch" são de 1 µV em AM, e 0,5 µV em SSB. O "squelch" máximo ideal localiza-se entre 30 e 100 µV.

Figura de mérito do controle automático de ganho (CAG) - Indica a mudança ocorrida na saída de áudio, com uma certa variação na entrada de RF, especificada em decibéis. Um bom CAG possuí uma baixa figura de mérito (0 dB, idealmente) e, na prática, ele minimiza a necessidade de se ajustar o controle de volume, de forma a se reduzir a interferência de estações potentes.

Os padrões mínimos obrigam os tranceptores a exibir uma variação de 30 dB no áudio, para uma variação de 94 dB na entrada de RF, entre 1 e 50000 µV, Em SSB, uma variação de 16 dB na saída de áudio, no máximo, é permitida, para uma variação de 100 dB na entrada de RF, entre 0,5 e 50000 µV.

Saída de audiofrequência - É a máxima potência de saída no receptor, a um certo nível de distorção. Geralmente, é medida com uma frequência de 1000 Hz, sobre uma impedância determinada (normalmente 8 ohms). Os padrões estabelecem um nível de 2 W, a uma distorção não maior que 10%.

A gama típica de potências localiza-se entre 1,5 e 4 W, com distorções iguais ou menores que 10%. Em locais "silenciosos", 1 watt de saída é suficiente para uma boa comunicação, enquanto potências maiores são necessárias, em centros mais ruidosos.

Resposta de audiofrequência - Indica a uniformidade da saída de áudio ao longo da faixa de frequências moduladoras (ou seja, a faixa de frequências da voz humana). Esse parâmetro está padronizado numa faixa de 300 a 3000 Hz, para uma frequência de 1000 Hz, entre -14 e +2 dB, para AM. Para SSB, os padrões estabelecem uma banda passante de 2100 Hz, entre +3 e -6dB.

Figura de mérito do limitador de ruído - Mostra a eficiência de supressão de ruídos enquanto se está recebendo um sinal. É especificada em decibéis, relacionando o grau de supressão com uma certa relação sinal/ruído. O desempenho do limitador foi padronizado em 10 dB, para ruídos de curta duração, tais como interferência gerada por ignições de automóveis. Os ruídos ocasionados por geradores, linhas de força e outras fontes semelhantes, não serão, necessariamente, atenuados com a mesma eficiência.

Especificações da seção transmissora


A primeira coisa a observar, na ocasião da compra de um tranceptor da faixa do cidadão, é a potência RF de saída de sua porção transmissora. Em um transmissor de AM, esse parâmetro representa o nível da portadora sobre a carga nominal do mesmo. À modulação plena, a potência de pico é igual a quatro vezes a portadora, mas apenas uma pequena parcela é responsável pela potência útil de fala. Os limites legais estabelecem que a saída da portadora não ultrapasse 7 W, com equipamentos alimentados com 110 VCA ou 13,8 VCC.

Em SSB, não existe portadora na qual basear um nível de potência. Assim, nesse caso utiliza-se uma quantidade denominada "potência de pico da envoltória" (Peak Envelope Power - PEP) como referência, que representa a potência de saída no pico da forma de onda modulada. De acordo com legislações recentes, a máxima saída PEP permitida é agora de 12 watts. Em contraste às transmissões em AM, toda a potência de saída em SSB é potência útil de fala.

Porcentagem de modulação em AM - Descreve o nível de modulação da portadora, sendo o valor ótimo o de 100%. Muitos equipamentos chegam a exibir uma porcentagem entre 90 e 100%.

Na figura 2, vê-se o aspecto das envoltórias de RF, com vários níveis de modulação. Alguns dos parâmetros seguintes baseiam-se nesses desenhos.

Figura 2 - Envoltórias de RF de um transmissor AM: (A) não modulada; (B) modulação de 50%;
(C) 100% de modulação. Os efeitos de ceifamento (D) e sobremodulação (E) ocasionam
interferências entre estações.


Distorção harmônica em AM - Descreve a qualidade do sinal modulado a um certo nível de modulação. Foi especificado que a distorção não deve ultrapassar os 10%, quando a portadora for modulada a 80%, por uma frequência de 1000 Hz. Os valores típicos, em equipamentos comerciais, encaixam-se entre os 7 e 10% de distorção, com uma modulação de 90% a 100%. Os níveis de distorção podem ser elevados, devido à sobremodulação.

Espectro de modulação do transmissor AM - Ilustra o espectro de frequências ocupado pelo sinal modulado, e é uma medida importante, apesar de pouco mencionada, pois especifica as interferências de estações em outros canais. Essa interferência é causada por sobremodulação, que dá origem a uma grande quantidade de componentes espúrios, ou ainda por ceifamento. Os componentes de modulação "distanciados" de 4 a 8 kHz da portadora devem estar 25 dB abaixo, pelo menos, do nível da portadora não modulada; aqueles componentes que estão de 8 a 10 kHz de distância, devem ficar 35 dB abaixo; e aqueles além dos 20 kHz, 50 dB abaixo.

Componentes da distorção por intermodulação em SSB - Indica se o sinal se estende além da banda passante normal. Os componentes dessa distorção, causados por imperfeições do transmissor ou sobremodulação, podem originar interferências nos canais e também deteriorar a supressão da banda lateral não desejada. As especificações padronizadas determinam que os componentes distantes de 2 a 6 kHz do centro do canal devem estar 25 dB abaixo da potência de saída; os componentes afastados de 6 a 10 kHz devem estar 35 dB abaixo da potência média.

Supressão da portadora - Diz quanto a portadora é atenuada, abaixo de um nível de referência de saída. Ficou estabelecido o valor de 40 dB abaixo das frequências de teste, em AM, e 46 dB abaixo da saída dada em PEP. Normalmente, a portadora estará de 40 a 50 dB abaixo da saída PEP.

Resposta de audiofrequência no transmissor - A definição, aqui, é similar àquela fornecida para a resposta de audiofrequência no receptor.

Emissões espúrias - Indica a potência de outros sinais transmitidos, fora da banda passante normal. Isto está relacionado, principalmente, com as harmônicas de RF, uma das maiores causas de interferências em outros equipamentos (televisão, por exemplo). De acordo com regulamentos baixados por órgãos governamentais americanos, quaisquer emissões espúrias afastadas 20 kHz, ou mais, do centro da faixa permitida devem estar a 45 dB abaixo, aproximadamente, da potência média de saída. Para as emissões em SSB, a frequência limite é de 10 kHz.

Estabilidade de frequência - Limita a frequência de saída dentro de uma certa faixa, em torno do valor nominal. A tolerância legal para a estabilidade de frequência é de 0,005% da frequência nominal do canal, ou seja, 1350 Hz, na faixa do cidadão. Esses valores devem ser mantidos por uma extensa faixa de tensões de alimentação e temperaturas (de - 30 a + 50ºC).

sexta-feira, 15 de novembro de 2019

Distorção Harmônica em Alto-falantes

Um certo tipo de de distorção produzido pelos sistemas de alto-falantes caracteriza-se pela geração de harmônicos, quando os mesmos estão reproduzindo um único tom, durante algum tempo. Este artigo traz alguns esclarecimentos sobre esse tipo de distorção, efetuando, inclusive, um teste, utilizando três frequências puras, relacionadas com a escala musical.




Se um sinal enviado a um alto-falante, formado apenas por um tom perfeitamente puro, é reproduzido com harmônicas adicionadas a ele, está ocorrendo distorção harmônica. Como estamos nos referindo a um tom simples, os componentes da distorção serão compostos pelas harmônicas dessa frequência fundamental.

Sabemos que os audiófilos, em geral, são mais afeitos a tons da escala musical, no que se refere a medidas de distorção, do que a frequências aleatórias de teste, as quais possuem uma base técnica, mas não musical. Por tal razão, utilizamos frequências de teste pertencentes a tons bem conhecidos da escala musical.

Os tons de teste foram escolhidos com muito cuidado. Em primeiro lugar, o número de frequências teve que ser limitado, de forma a evitar que o acúmulo de dados dificultasse a interpretação do desempenho. Em segundo lugar, decidiu-se que as frequências escolhidas deveriam conter não só a faixa usual de notas fundamentais, produzida por instrumentos musicais, mas deveriam também estar localizadas de forma a exibir possíveis problemas dos alto-falantes. E, por fim, a estrutura harmônica a ser medida deveria estar significativamente relacionada tanto à experiência musical, como aos problemas convencionais dos alto-falantes.

Assim, os tons escolhidos são os seguintes: a nota E1 (41,2 Hz); A2 (110 Hz); e A4 (440 Hz). E1 foi escolhida para representar a nota fundamental mais baixa encontrada em música; ela está localizada, também, perto ou abaixo do corte de baixa frequência, mesmo dos maiores sistemas de som. A nota A2 foi incluída pela sua posição tonal, ou seja, sua localização no ponto de transição entre os tons médios e graves, além do fato de poder ser reproduzida até pelos menores sistemas. A4, uma nota fundamental para muitos instrumentos e vocalistas, foi selecionada não apenas pela  sua importância musical, mas também porque localiza-se na faixa em que muitos alto-falantes estão em "crossover" ou onde o alto-falante de graves começa a perder sua influência. Nos casos em que o ponto de "crossover" ou transição ficou abaixo dos 500 Hz, substituímos A4 por uma outra nota musical, localizada meia oitava abaixo, aproximadamente, da frequência real de "crossover".

Uma outra justificativa da escolha dessas três frequências está no fato de que suas respectivas harmônicas preenchem completamente a faixa entre as três notas, sem sobreposição.

Na análise dessa distorção, os componentes harmônicos ou de distorção significativos são a segunda harmônica (o mesmo tom na oitava seguinte, superior) e a terceira harmônica ( o quinto tom na oitava seguinte). As harmônicas superiores (da quarta para cima) raramente são consideradas, por serem praticamente desprezíveis em alto-falantes utilizados de acordo com as especificações dos fabricantes. Quando tais harmônicas aparecem, podem ser ouvidas sob a forma de estalos, o que geralmente denuncia problemas mecânicos.

Escalas de medida


A distorção harmônica é medida em porcentagem. O nível do tom fundamental é definido como sendo 100%, em cada ponto de nossas medidas, e o componente de distorção é dado como uma porcentagem desse nível.

Essa medida percentual da distorção harmônica pode ser relacionada com nossa experiência musical da seguinte maneira:

Numa audição ao ar livre, a pressão do som cairá pela metade, cada vez que nossa distância, em relação à fonte, for dobrada. Imagine, por exemplo, que você esteja a 3 metros de um solista; se você recuar para 6 metros, o som direto será reduzido em 6 dB. Em outras palavras, se considerarmos um valor de 100% a 3 metros, teremos 50% a 6 metros. Caso você recue ainda mais, para 12 metros, haverá uma outra redução de 6 dB, perfazendo uma queda de pressão de 12 dB, ou uma mudança para 25% do nível original, tomado a 3 metros.

Baseando-se nesses dados, é possível estabelecer uma relação entre a porcentagem do componente de distorção e a distância em que se ouve tal nível de distorção. Uma porcentagem de 10% em relação ao nível original, por exemplo, equivaleria a uma distância de 30 metros, já que a 3 metros tínhamos 100%. Essa análise simplificada leva em conta o espaço livre para a propagação do som e pode ser utilizada como uma regra geral, por aqueles que tenham condições de relacioná-la com audições ao ar livre.

Dessa forma, podemos considerar uma distorção de 20% da terceira harmônica de A2 como sendo musicalmente equivalente à audição de dois instrumentos; um dos instrumentos estaria produzindo uma nota A2 pura, a uma certa distância subjetiva; o segundo instrumento, representando a distorção, estaria produzindo o quinto da oitava seguinte e estaria localizado a uma distância, ao ar livre, 5 vezes superior àquela do instrumento fundamental.

O efeito musical do segundo instrumento, em geral, não é considerável. Na verdade, uma distorção harmônica desse tipo pode enriquecer, subjetivamente, uma senóide pura que, em caso contrário, seria muito pobre. Cuidado, entretanto, para não cometer erros, assumindo que, se um certo efeito é benigno para um senóide, o mesmo é válido para um tom musical complexo. Esses tons são compostos, eles mesmos, por harmônicas cuja estrutura pode ser alterada, devido ao fato de que cada harmônica, no tom original, pode atuar como uma fundamental e então, produzir produtos adicionais de distorção. O resultado desse efeito não é, necessariamente, musicalmente correto.

A distorção harmônica pode ser medida, também, como uma função da potência do amplificador. Cada um dos três tons fundamentais em jogo possui seu valor de pressão, em relação à potência do sistema amplificador. A razão dessa medida é a de fornecer uma estimativa do nível de distorção relativa esperada, para o material de banda larga gravado, não modificado pelos controles de tonalidade. Isto permite que se determine o nível em que se pode ouvir música, com níveis aceitáveis de distorção e, ao mesmo tempo, mostra a potência necessária, no amplificador, para a reprodução de determinado nível de som. Além disso, tal medida possibilita observar a quantidade de distorção resultante de uma equalização do alto-falante para uma amplitude plana.

Procedimento nos testes


O método de medida da distorção harmônica efetuado, é ligeiramente diferente dos métodos convencionais. Utilizou-se um filtro Wiener casado, de banda estreita, otimizado para uma medida de tempo pouco inferior a um segundo. Esse filtro teve sua frequência central de aceitação constantemente colocada em fase com a harmônica adequada do sinal senoidal, utilizado para alimentar o alto-falante. Um atenuador transmissor, calibrado em incrementos de 2 dB, forneceu a frequência fundamental ao amplificador de potência empregado nos testes.

O receptor atenuador, que compensava o efeito introduzido pelo transmissor, reduzia o sinal vindo do microfone. Desse modo, o nível enviado ao filtro Wiener permanecia constante, durante as medições.

Na ocasião de uma medida, o filtro era ativado e este, por sua vez, produzia um "surto" da frequência fundamental, com a duração de 980 milissegundos, que era enviado ao amplificador. Ao fim desse período, a alimentação do transmissor era desligada e a saída do filtro, transferida a um circuito de memória. Um traçador de gráficos automáticos entrava então em cena, programado para traçar uma linha reta entre o ponto obtido na medida anterior e aquele obtido na medida atual, num gráfico X-Y (ou distorção x potência).

Durante os experimentos, foram utilizadas várias medidas preventivas. Em primeiro lugar, utilizou-se um osciloscópio, para se visualizar o sinal de saída do alto-falante, sinal que foi ouvido através de um sistema auxiliar de alto-falantes (precaução necessária para se observar certos ruídos mecânicos eventuais, que indicariam que o limite máximo de potência havia sido atingido). Em segundo lugar, o rápido "surto" de sinal foi escolhido de forma a evitar danos ao alto-falante, já que níveis elevados de potência, mantidos durante algum tempo, são capazes de destruir até o mais robusto dos alto-falantes. Como medida adicional de precaução, um certo equipamento automático media continuamente os volt-ampères instantâneos e os watt-segundos de energia acumulada, fornecendo indicações rápidas, em relação aos limites de segurança.

O microfone de medida foi instalado bem próximo ao transdutor sob teste, o que garantiu que os padrões de resposta não fornecessem leituras incorretas da distorção.

O significado dos testes


A primeira coisa a ter em mente, sobre tais medições de distorção harmônica, é que o nível dessa distorção é bem mais elevado em alto-falantes do que nos amplificadores. Para se ter uma ideia dessa diferença, basta dizer que um alto-falante, reproduzindo um sinal de nível elevado, pode apresentar uma distorção harmônica mil vezes superior à do amplificador que o está alimentando. A razão dessa disparidade e da relativa "audibilidade" dos alto-falantes, amplificadores e outras partes da cadeia de reprodução é um assunto de pesquisa profundo demais para ser abordado por nós, neste momento. O ponto básico, que todos devem recordar, é que as elevadas porcentagens de distorção harmônica dos alto-falantes, em relação aos amplificadores, é considerada uma característica normal. Por outro lado, não se deve assumir que é impossível distinguir entre um bom e um mau amplificador, simplesmente devido aos elevados níveis de distorção dos alto-falantes; as diferenças entre amplificadores serão notadas, na maioria dos casos.

Ao se estudar gráficos de distorção harmônica dos alto-falantes, é interessante observar se a distorção cresce suavemente com o aumento do nível de potência, já que os desvios que possam ocorrer nessa curva são bastantes informativos. Uma suspensão não-linear do alto-falante, por exemplo, é geralmente indicada por uma segunda harmônica moderadamente elevada, nos níveis mais baixos de potência (1% a 0,1 W, por exemplo), e por um crescimento vagaroso da mesma, com o aumento de potência.

Frequentemente, algumas dessas curvas decrescem com o aumento de potência, ao longo de uma faixa substancial. Em tais casos, uma segunda não-linearidade, tal como bobinas fora de centro, pode tornar-se considerável, em níveis elevados de sinal, causando um rápido aumento na distorção. Quando isto ocorre em sinais baixos, o som torna-se pouco claro, no que se refere ao balanço tonal.

Sem exagerar na generalização, pode-se afirmar que em qualquer caso onde a curva de distorção não suba suavemente, com o aumento do nível de sinal, há uma tendência à inversão da ordenação subjetiva no comportamento dos sons, em relação à audição natural ("ao vivo") dos mesmos. Tal distorção é percebida como algo diferente ou estranho no som reproduzido, sem que se consiga atinar perfeitamente sobre o que seria esse "algo".

A distorção harmônica é, em geral, maior na nota E1 do que em A2 ou A4. Normalmente, mas nem sempre, isto se verifica devido a uma maior excursão do cone do alto-falante. Se o nível de distorção cresce suavemente com o aumento da potência e, então, sobe abruptamente, o problema está na movimentação do cone.

No caso de aumento da terceira harmônica, será, provavelmente, a bobina saindo da região linear da estrutura magnética do alto-falante. O som, dessa forma, parecerá "grosso" e, talvez, subjetivamente mais alto do que é, na realidade.

Em todos os casos, porém, a distorção harmônica deve decrescer continuamente, com a diminuição do sinal. Se, no entanto, os níveis de distorção permanecerem elevados, mesmo com sinais de 0,1 W de potência, o som reproduzido estará definitivamente "colorido" pela distorção.

PLL - Sintetização Digital na Faixa do Cidadão


As frequências da Faixa do Cidadão eram divididas em 23 canais que se estendiam de 26,965 a 27,255 MHz. O espaçamento entre canais eram de 10 kHz, exceto por algumas frequências intermediárias, reservadas para aplicações de radiocontrole.

Nos Estados Unidos, em resposta ao grande aumento no número de usuários, e o consequente "congestionamento" da faixa, o FCC, órgão competente nestes casos, autorizou o estabelecimento de mais 17 canais, a partir de 1º de janeiro de 1977, o que alargou a faixa até 27,405 MHz.

Os primeiros tranceptores da Faixa do Cidadão usavam um par de cristais para cada canal, sendo um deles para gerar a frequência de transmissão e o outro, para o oscilador local do receptor. Quanto maior fosse o número de canais abrangido pelo aparelho, tanto maior seria a quantidade de cristais necessários e consequentemente, mais caro seria o aparelho. Mais recentemente, havia surgido uma técnica chamada "cristalplexação" (crystalplexing), que necessitava apenas 14 cristais para os 23 canais. Alguns desses cristais operavam em torno dos 35 MHz, outros perto de 8 MHz, para controlar três osciladores; as frequências apropriadas eram conseguidas pela mistura e combinação de várias frequências dos osciladores.

Quando o FCC começou a considerar uma expansão desta faixa, pensava-se que o número de canais seria acrescido em 80 ou mais canais. A perspectiva de desenvolver a técnica da cristalplexação, de maneira a cobrir tal quantidade de canais, não seria atraente para os fabricantes, devido ao custo, complexidade e dimensões. Além disso, a disponibilidade dos cristais foi severamente afetada pela demanda crescente dos relógios digitais.

Introduzindo os sintetizadores digitais


As circunstâncias discutidas nos parágrafos anteriores levaram os fabricantes de rádios para a faixa do cidadão a considerar os sintetizadores digitais, em "phase locked loops" (PLL), para produzir as frequências requeridas. Os sintetizadores digitais têm sido usados há algum tempo, em uma grande variedade de aplicações, desde comunicações militares, até controle de velocidade de motores. A figura 1 representa um diagrama simplificado de um sintetizador empregado na Faixa do Cidadão: um oscilador controlado por tensão (VCO) atua como a entrada de "clock" de um divisor digital programável, que possui um módulo (razão de divisão) N determinado, em parte, pelas entradas de seleção de canal. A saída deste divisor é comparada com uma frequência de referência de 5 kHz, fornecida por um divisor fixo, a partir de um oscilador controlado a cristal.

Figura 1 - Elementos básicos de um sintetizador de frequência para um tranceptor da Faixa do Cidadão.

Se a saída do divisor programável diferir, em fase ou frequência, da referência de 5 kHz, o detector de fase vai gerar uma série de pulsos de erro. Estes pulsos têm uma amplitude fixa, mas sua frequência, duração e polaridade dependem, respectivamente, da menor das duas frequências de entrada, da diferença de tempo entre suas "bordas" ativas e do fato da frequência variável estar, ou não, em fase com a frequência de referência.

Os pulsos de erro são filtrados e amplificados pelo integrador, que vai causar uma variação na frequência do oscilador controlado por tensão, de maneira a fazer a frequência de saída do divisor programável coincidir com a referência de 5 kHz. Quando esta for alcançada, diz-se que a malha está fechada (locked loop). No instante em que o operador mudar de canal, a frequência de saída do divisor programável vai mudar de valor; os sinais de erro serão aplicados ao integrador e a frequência do VCO é transferida para o novo valor, e é "fechada".

A principal vantagem de um sintetizador digital reside no uso de apenas um cristal, desde que todas as frequências geradas pelo VCO sejam múltiplos inteiros da referência de 5 kHz. É possível a utilização de uma frequência de referência de 10 kHz, pois é igual ao espaçamento entre canais da Faixa do Cidadão. Contudo, para as aplicações em SSB (single side band - banda lateral única), a referência de 5 kHz é obrigatória.

Esta versatilidade é mais facilmente atingida pelo uso de uma frequência de 5 kHz como referência, juntamente com um divisor programável, com um módulo que possa ser elevado de um passo por vez, por meio de uma entrada separada. Certas soluções encontradas empregam uma frequência de referência de 1,25 kHz, devido às limitações de frequência dos circuitos digitais escolhidos.

Reunindo todo o conjunto


Uma outra vantagem do sintetizador digital é que todas as funções digitais podem ser reunidas em uma só "pastilha" LSI (large scale integration - integração em larga escala). Os primeiros sintetizadores foram desenvolvidos com circuitos lógicos SSI e MSI (small e medium scale integration - integração em pequena e média escala), e as diferenças entre os sistemas planejados por vários fabricantes de semicondutores foram causados por dois fatores. Um deles, envolvendo o projeto do divisor programável, de modo a acomodá-lo às diversas chaves de seleção de canal e aos diversos sistemas de comutação de faixa do VCO, adotados pelos vários fabricantes de tranceptores da Faixa do Cidadão. O outro fator, foi a tendência de conservar alguns dos sistemas de mistura e multiplexação, usados nos antigos rádios de cristalplexação.

Não havia limitações específicas de frequência nesses sistemas empregando técnicas de SSI / MSI, pois os projetistas digitais tinham a liberdade de usar lógica de alta velocidade onde necessário, e lógica de baixo consumo, em outras áreas.

Algumas das diferenças citadas começaram a desaparecer, quando os projetistas aprenderam mais detalhes sobre determinados pontos mais sutis dos circuitos analógicos e quando os projetistas de tranceptores se conscientizaram da versatilidade das técnicas de sintetizador digital.

Quando os sitemas SSI / MSI foram refinados e incorporados em "pastilhas" LSI, entretanto, a escolha de diferentes tecnologias conduziu a diferenças significativas. Por exemplo, algumas "pastilhas" LSI são feitas em tecnologia MOS ou CMOS, e o divisor programável não pode operar à frequência do VCO; tais sistemas requerem, então, um "prescaler" externo ou circuitos analógicos adicionais, para mistura e multiplicação. Outras diferenças, não especificamente associadas com a tecnologia LSI, relacionam-se com as preferências dos vários produtores de tranceptores de rádios da Faixa do Cidadão.

O receptor de dupla conversão


Antes de passar à análise dos vários métodos de sintetização, é de grande ajuda considerar as frequências que os sintetizadores precisam gerar, e como essas frequências são utilizadas no tranceptor. A figura 2 é um diagrama de blocos simplificado de um receptor de dupla conversão. O amplificador de RF usa sintonia passa-banda, ao invés de sintonia variável, pois a largura de faixa é somente 17% da frequência central. A seletividade adicional é conseguida nos amplificadores de FI. O primeiro deles opera a 10,695 MHz, o que significa que as frequências imagem estão localizadas a uma distância razoável da faixa coberta pelo amplificador de RF. A segunda frequência de FI é obtida ao se misturar a referência de 10,240 MHz com a primeira frequência intermediária.

Figura 2 - Receptor da Faixa do Cidadão de Dupla Conversão

O VCO deve gerar uma frequência igual a 10,695 MHz, acima ou abaixo da frequência do canal desejado (os dados para sintonia do canal 1 estão ilustrados na figura 2). Os dois sistemas, isto é, de alta e baixa injeção, foram propostos, mas a operação à menor frequência é favorecida, devido à restrição do FCC, que limita a potência irradiada, no estado "recepção", a 2nW, em frequências acima de 25 MHz.

Gerando a frequência de transmissão


Vários processos foram tentados para a geração da frequência de transmissão. A figura 3 ilustra dois métodos: no primeiro deles, representado com linhas tracejadas, a frequência do canal é obtida ao se misturar a saída do VCO com a referência de 10,240 MHz. No outro sistema (com linhas contínuas), o VCO opera na frequência do canal e, portanto, não precisa da mistura.

Figura 3 - Método direto versus método indireto de gerar a frequência de transmissão.

O segundo método foi o preferido por alguns fabricantes, mas a experiência provou que ele traz duas desvantagens visíveis: uma delas é a dificuldade de se evitar a realimentação da RF modulada, de volta ao VCO, que é um circuito sensível. Esta realimentação modulada, por sua vez, ocasiona uma  modulação espúria do VCO, que é difícil de controlar, mesmo com blindagem e desacoplamento severos.

Pelo outro lado, quando a frequência de transmissão é conseguida por mistura, o VCO estará operando a uma frequência bem diferente do sinal de RF de potência e, em conclusão, não será suscetível à realimentação.

A outra desvantagem de se trabalhar com o VCO à frequência de transmissão envolve a mudança de frequência que o VCO deve cumprir quando o operador da Faixa do Cidadão efetuar a comutação de "recepção" para "transmissão" e vice-versa. No estado "recepção", o VCO está trabalhando a uma "distância" de 10,695 MHz da frequência do canal, e este é o valor de frequência que o VCO precisa vencer para gerar diretamente a frequência de transmissão. Por outro lado, quando o estado "transmissão" é obtido por mistura, como mostra a figura 3, a frequência do VCO deve variar de apenas 0,455 MHz, entre os dois estados.

Este grau de variação é facilmente realizado ao se adicionar um segundo diodo varactor ao VCO, e fazendo uma mudança em sua polarização posterior, por ocasião da comutação. A tensão de polarização de duplo valor, neste varactor adicional, é projetada (ou ajustada) de modo que a tensão de controle do VCO (vinda do integrador) não varie no momento de comutação entre estados, reduzindo, assim, o tempo de sincronização (lock-up time). Ao contrário, para se variar a frequência do VCO em 10,695 MHz, é preciso uma comutação indutiva de faixa, maior complexidade, etc.

Adicionando outro oscilador a cristal


A necessidade de se mudar a frequência do VCO na ocasião da mudança de estado pode ser eliminada pela inclusão de um oscilador a cristal de 10,695 MHz, a exemplo da figura 4. Sem a necessidade de comutação de faixa, a gama de sintonia do VCO será de apenas 500 kHz e é possível empregar, então, circuitos sintonizados com maior Q (figura de mérito), que vão originar projetos de VCO mais simples e com maior pureza de espectro. Além disso, pode-se admitir constantes de tempos mais elevadas no integrador da malha, suprimindo assim os componentes das bandas laterais da frequência de referência de 5 kHz, na saída do VCO.

Figura 4 - Sistema de cristal duplo.

Embora este método exija um outro cristal e os componentes associados ao oscilador, existe, realmente, pouca diferença em número de peças, pois o sistema de cristal único requer um varactor adicional, um potenciômetro, um transístor de comutação e componentes auxiliares. As desvantagens da elevada complexidade e pior desempenho de um VCO com comutação de faixa tendem a anular a pequena vantagem econômica dos sistemas de um só cristal.

Alguns exemplos de sintetizadores LSI


Todos os sintetizadores LSI contêm o oscilador de referência, o divisor de referência, o divisor programável e o detector de fase. Eles possuem, ainda, um meio de evitar a operação do conjunto enquanto a malha não estiver fechada. Um outro item muito comum, nestes dispositivos, e que não foi evidenciado nas figuras, é a lógica necessária para transformar os números dos canais em códigos apropriados à seleção da razão programável de divisão N. Os cinco espaços de frequência ao longo dos 23 canais complicam essa lógica de transformação e um problema adicional foi introduzido, ao se reservar as frequências dos novos canais 24 e 25 no espaço entre os canais 22 e 23.

Normalmente, a função de transformação poderia ser efetuada por uma chave rotativa, mas com isto seria preciso destacar uma chave especial para cada tipo de sintetizador LSI, devido às diferenças existentes entre os divisores programáveis. Como isto não é interessante aos fabricantes de rádios da Faixa do Cidadão, todos os sintetizadores LSI aceitam chaves rotativas comuns, ou seus equivalentes eletrônicos.

A figura 5 ilustra um diagrama simplificado de um sintetizador CMOS, fechado pela linha tracejada, juntamente com outras funções essenciais. Há um total de oito entradas de seleção de canais, além de uma entrada de controle, que permite o uso de números de canal tanto em codificação binária ou BCD. Este sintetizador foi idealizado para ser usado somente em sistemas de cristal duplo, pois não possui o controle "transmissão" / "recepção", responsável pela variação de 455 kHz na frequência do VCO. O divisor de referência providencia uma saída de 5,120 MHz, que precisa ser triplicada externamente, e então misturada à frequência do VCO, para se obter uma entrada adequada ao divisor programável. Um dos problemas com este método de redução aparece devido a certos componentes de frequência indesejáveis, causando pulsos espúrios na saída do divisor programável, o que contribui para a distorção de FM no VCO.

Figura 5 - Exemplo de sintetizador CMOS

A figura 6, ilustra um sintetizador LSI bipolar de 23 canais, que utiliza técnicas da lógica de seguidor de emissor (emitter follower logic - EFL) e da lógica de injeção integrada (integrated injection logic - I2L). O circuito destina-se à operação com um único cristal e, portanto, requer um VCO de comutação de faixa.

Figura 6 - Sintetizador bipolar de 23 canais, usando circuitos EFL e I2L


Um oscilador de 30,720 MHz tem sua frequência dividida, a fim de fornecer as frequências de mistura e de referência. As frequências apropriadas ao divisor programável são obtidas ao se misturar a frequência do VCO com um sinal de 15,360 MHz, originando ao se dividir a frequência do oscilador (30,720 MHz) por dois.

O circuito aceita números de canal codificados em binário e possui uma entrada para deslocar a frequência do VCO em 5 kHz, para SSB. Uma entrada de controle Transmissão / Recepção faz com que a frequência do VCO se desloque de 455 kHz. Os misturadores analógicos estão também incluídos na "pastilha".

A figura 7 mostra um sintetizador LSI desenvolvido pela Fairchild. Designado como 11C84, aceita números de canal codificados em BCD, de 0 a 79. Os números de 1 a 40 sintonizam as frequências de canais normais, enquanto os outros são reservas adicionais para o canal nº 9, de emergência, e para testes e calibração de alta e baixa frequência do VCO. O integrado opera tanto em sistemas de cristal único, como de cristal duplo, e possui um controle de "offset" de 5 kHz, para aplicações em SSB. As possibilidades, em velocidade, da tecnologia Schottky de baixa potência, e mais o uso de técnicas de "pulse swallowing", permitem que o divisor programável trabalhe à frequência do VCO. Isto elimina a necessidade de um misturador e evita os problemas associados de pulsos espúrios.

Figura 7 - Sintetizador empregando tecnologia "Schottky" de baixa potência.

Para reduzir ainda mais a distorção de FM no VCO, o detector de fase possui características especiais. Uma falha normal em detectores de fase é a sua incapacidade para detectar pequenas diferenças de ângulo de fase entre as duas frequências em comparação. Consequentemente, a frequência variável desloca-se até o ponto em que o detector possa responder, onde a malha varia a frequência do VCO no sentido oposto, até que um erro de fase neste sentido seja detectado. A malha, então, reage novamente, e dirige a frequência do VCO para outro lado, de novo, e o processo é repetido. Tal característica de "busca", que ocasiona a distorção de FM no VCO, é evitada neste sintetizador, por meio de uma técnica que força o detector a operar fora de sua zona inativa. O sinal que indica "malha não fechada" é também especial, no fato de que ele surge toda vez que o erro de fase no detector exceder uma quantidade determinada. E este sinal permanece em serviço enquanto as entradas do detector não estiverem dentro da tolerância permitida para dois ciclos sucessivos da referência de 5 kHz.

Isto quer dizer que o sinal não pode ser desoperado por uma coincidência aleatória dos sinais de entrada do detector de fase.

Métodos diferente, idealizados por pessoas diferentes


Os exemplos vistos, se bem que não sejam os únicos sintetizadores LSI fabricados, servem para fazer ver que diferentes grupos de projetistas tendem a encontrar soluções distintas para o mesmo problema. Esta divergência foi causada pela escolha de diferentes tecnologias de semicondutores, mas existe um outro fator envolvido. Os projetistas de rádios de Faixa do Cidadão aprenderam, por exemplo, que o sistema de cristal duplo é preferível ao sistema de cristal único.

Os projetistas digitais tornaram-se conscientes dos efeitos dos pulsos espúrios e da banda inativa do detector, sobre a pureza do VCO. À medida que mais experiência é adquirida em sintetizadores empregados em aparelhos de consumo, e à medida que o volume de produção reduzir os custos, mais e mais sintetizadores LSI surgirão, fazendo parte de rádios AM e FM.

Com informações de: "Fairchild Journal of Semiconductor Progress".