O Amplificador de RF Linear

Uma vantagem da amplificação de RF sobre amplificação de AF consiste no fato de que em muitos casos, pequenas distorções do sinal podem ser perfeitamente toleradas e, especialmente na transmissão, pode-se usar livremente amplificadores operando em classe B e C, que introduzem severas distorções no sinal, sem que isso prejudique a operação do sistema.

Na amplificação de portadora modulada em amplitude, entretanto, devem ser empregados circuitos lineares, já que uma distorção da portadora poderá afetar a envolvente, resultando em um sinal de áudio distorcido na saída do demodulador.

Classicamente, quando se deseja uma amplificação linear, se recorre a amplificadores operando em classe A, singelos, ou amplificadores operando em classe B, porém, em contra-fase. Para a amplificação de RF podemos empregar estes dois sistemas, aos quais somamos mais um, que é a classe B Linear, que veremos adiante.

Como sabemos, a característica da classe A é o ângulo de condução igual a 360º, ou seja, a corrente de coletor do transístor amplificador não poderá ser igual a zero em nenhum momento do ciclo do sinal. A eficiência de um amplificador classe A é reduzida, consumindo potência excessiva em relação à potência que transfere à carga, de modo que não é conveniente empregar um amplificador operando em classe A na etapa de saída, ou uma etapa anterior, porém, que manobre potência relativamente alta, mas em amplificadores de pequenos sinais, que amplificam tensão e não potência, o emprego é perfeitamente viável, simplificando o projeto.

Na figura 1 ilustramos o diagrama esquemático de um amplificador de RF típico, para pequenos sinais. Este circuito corresponde, por exemplo, a uma etapa amplificadora de FI.

Figura 1 – Um amplificador de RF típico.

No circuito da figura 1 assumiremos que o VCC é de 6 V e que IC é de 1 mA, que são valores habitualmente encontrados na prática.

Examinando o circuito, percebemos que, em ausência de sinal, circula pelo circuito-tanque do coletor apenas a IC que, sendo uma corrente contínua, encontra apenas a resistência ôhmica do enrolamento da bobina. Nestas condições, VCE é praticamente igual ao VCC, ou seja, 6 V.

Aplicando-se um sinal à base do transístor, ocorrerão variações da corrente de base, que implicarão em variações da corrente de coletor, ora com IC igual a 1 mA, se forma um campo magnético devido à circulação da corrente pela bobina; variando o valor de IC, o campo magnético terá sua magnitude alterada e suas linhas de força passarão a se mover.

Esse movimento induzirá uma CA no secundário da bobina do circuito-tanque e, também induzirá uma contra-corrente no primário, em sentido oposto à variação de IC, ou seja, se manifestará a reatância indutiva da bobina, junto com a reatância capacitiva do capacitor de sintonia.

Caso a frequência das variações de IC seja igual à frequência de ressonância do circuito-tanque, a impedância encontrada será enorme, podendo ser igual a 30.000 ohms, por exemplo. Neste caso, uma variação de 0,2 volts em IC produzirá uma ddp de 6 V entre os terminais do circuito-tanque, anulando totalmente VCE.

Na verdade, como sabemos, todos os transístores têm um valor de VCE mínimo, abaixo do qual o transístor não pode operar, é o VCE-sat, ou tensão coletor-emissor de saturação. Para os transístores de baixa potência o VCE-sat fica por volta de 0,5 V e se assumirmos que o transístor do circuito da figura 1 tem VCE-sat de 0,5 V, chegamos à conclusão de que a variação de VCE será de 6 V (máximo) a 0,5 V (mínimo), o que permite um sinal com 5,5 V pico a pico, ou com 2,75 V de pico, como vemos na figura 2.

Figura 2 – Variação de VCE

Um acordo com o exemplo dado, em que assumiremos o valor de 30.000 ohms para a impedância do circuito-tanque do coletor, bastaria uma corrente de 0,2 mA para ocorrer a saturação do transístor amplificador, ou seja, no momento em que a corrente de coletor passasse de 1 mA para 1,2 mA o transístor saturaria, e quando a corrente caísse a 0,8 mA o VCE assumiria o mesmo valor do VCC.

Se a impedância do circuito-tanque fosse reduzida a 3.000 ohms, para obter a mesma variação, seria necessária uma corrente dez vezes maior, isto é, para o transístor saturar seria necessária uma corrente de praticamente 2 mA.

No sentido inverso, porém, o transístor ficaria com IC igual a zero antes do VCE igualar o VCC, dando origem a distorção. Esta distorção é conhecida como ceifamento do sinal. Na figura 2 ilustramos a senóide perfeita em A, em B o ceifamento ocorrido pelo corte da corrente de coletor e em C o ceifamento ocorrido pela saturação do transístor.

Em decorrência do acima exposto, durante o projeto de um amplificador destes é de fundamental importância saber a amplitude máxima necessária do sinal, para que este possa ser amplificado convenientemente sem distorção.

Partindo disso, impor o valor de VCC a impedância de carga do amplificador, e o ponto quiescente, ou seja, a corrente de coletor de repouso, em ausência de sinal.

Evidentemente, deve-se impor, também, o ganho da etapa e a amplitude do sinal na entrada do circuito. Como estes fatores se interrelacionam, normalmente o projeto de um amplificador de FI se torna uma tarefa bastante complicada.

Além das considerações acima devemos considerar também questões como banda passante, o perigo de oscilação de uma etapa ou do circuito todo, as relações entre a impedância de saída de uma etapa e a impedância de entrada da etapa seguinte etc. Para evitar o efeito da saturação, os receptores utilizam o CAG, ou seja, controle automático de ganho, que atua como um compressor, reduzindo o ganho do circuito à medida em que o sinal na entrada aumenta de intensidade, de modo que o sinal na saída tenha mais ou menos a mesma amplitude, dentro de uma vasta gama de intensidade de sinal na entrada.

A não-linearidade da operação provoca o aparecimento de harmônicos e também permite a intermodulação, ou seja, se por acaso se introduzirem dois sinais no circuito amplificador, ocorrerá a heterodinação entre eles. Caso não ocorra a mistura de sinais, na saída do amplificador aparecerá o sinal original, a fundamental, acompanhado de harmônicos, que são sinais cujas frequências são múltiplas da frequência fundamental. Evidentemente, essa ocorrência implica em perda de energia, já que a potência total entregue à carga será a soma da potência correspondente à fundamental, com os harmônicos.

Em circuitos de baixo nível e dotados de circuitos-tanque bastante seletivos, estas ocorrências, em muitos casos, podem ser desprezadas, ou seja, as perdas de energia podem ser toleradas e os sinais espúrios são eliminados pelos próprios circuitos sintonizados, que só dão passagem ao sinal em cuja frequência estão sintonizados.

Na figura 3 ilustramos um circuito transistorizado de RF operando em classe B, neste caso, a base é polarizada pelo próprio sinal a ser amplificado e o ângulo de condução é de 180º, ou pouco menor.

Figura 3 – Circuito de RF em classe B

Teoricamente, os circuitos operando em classe B amplificam apenas ½ ciclo do sinal, porém, com enorme eficiência, já que o consumo de corrente, em ausência de sinal, é nulo. Para muitas aplicações, o circuito em questão é perfeitamente satisfatório. Um exemplo, é como etapa intermediária entre o oscilador de um transmissor e o modulador.

Desde que a modulação seja aplicada à etapa final do transmissor, esta poderá operar até em classe C, sem prejuízo para a envolvente da portadora, porém, essa solução exige potências excessivamente elevadas do amplificador de áudio do modulador, para que se possa modular convenientemente a portadora.

Uma solução consiste em instalar o modulador antes da etapa final do transmissor, porém, esta deverá ser linear, caso contrário, a portadora será distorcida, com a consequente distorção do sinal de áudio na saída dos demoduladores dos receptores.

Um compromisso entre a eficiência e a linearidade consiste nas etapas de saída em classe B linear. À primeira vista, parece um contra-senso falar em classe B linear, porém, a linearidade é obtida graças, justamente, ao circuito-tanque e ao famoso "efeito-volante" do capacitor de sintonia.

Observando a figura 3 podemos ver que quando o transístor conduz, forma-se o campo magnético na bobina, que fica, portanto, carregada. Cessada a condução do transístor, o campo magnético entra em colapso e o movimento de suas linhas de força, se contraindo, induzirá na bobina uma corrente cujo sentido será oposto à IC que circulará antes; na figura 4 ilustramos o processo.

Figura 4 – Circuito Tanque

Se esta corrente em sentido contrário tiver a mesma intensidade de IC, formará o semi-ciclo oposto do sinal, que não foi amplificado pelo transístor.

Recapitulando, suponhamos que seja aplicado à base do transístor do circuito da figura 3 um sinal senoidal. No semi-ciclo positivo (o transístor é NPN) o transístor entra em condução com uma IC máxima de 10 mA. Durante esse processo, forma-se o campo magnético e o capacitor se carrega com uma tensão igual à diferença de potencial entre o VCC e o coletor do transístor. Admitindo-se para VCC um valor de 12 V e o VCE-sat do transístor como sendo de 1 V, segue-se que o capacitor ficará com uma carga de 11 V. Nestas condições, teremos o semi-ciclo negativo do sinal, com 11 V de pico.

No semi-ciclo oposto, o transístor entra no corte, porém, deixa o campo magnético da bobina e o capacitor carregado. Desde que a relação LC seja correta, a corrente de descarga alcançará o valor de pico de 10mA também, como está em sentido oposto, formará o semi-ciclo positivo do sinal, que terá o mesmo pico de tensão de 11 V.

Desta forma, na saída do circuito aparecerá um sinal senoidal com 11 V de pico, ou 22 V pico a pico, graças a energia armazenada no chamado circuito-tanque (daí o nome de circuito-tanque que se dá ao LC paralelo que serve de carga ao amplificador classe B linear).

Este circuito não é tão eficiente como um amplificador classe B convencional, porém é mais eficiente que um amplificador classe A, de sorte que é bastante usado como etapa de saída de transmissores com mais de 1 KW de potência de saída.

Figura 5 – Circuito simétrico em contra-fase para RF

Na figura 5 ilustramos um circuito simétrico em contra-fase para RF, que como podemos observar é, praticamente, igual ao circuito em contra-fase para AF, com a diferença fundamental de usar um transformador de RF sintonizado como carga. Devido à não linearidade dos amplificadores, nesse circuito aparecem harmônicos que, no entanto, se cancelam mutuamente, especialmente os harmônicos pares (2º, 4º, 6º etc.). Esta solução é bastante adotada em transceptores especialmente de SSB, que utilizam duas válvulas em circuito simétrico na saída, proporcionando a potência de 100 W que é a máxima permitida para tranceptores de serviço privado.